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自制電磁感應加熱器

作者:中輝電器 來源:www.ohdvbx.live 日期:2018-04-12 11:33:38

串聯諧振2.5KW 鎖相環追頻ZVS,MOSFET全橋逆變;磁芯變壓器兩檔阻抗變換,水冷散熱,市電自耦調壓調功,母線過流保護。在開始制作之前,有必要明確一些基礎性原理及概念,這樣才不至于一頭霧水。

自制電磁感應加熱器

一、加熱機制:

1.1渦流,只要是金屬物體處于交變磁場中,都會產生渦流,強大的高密度渦流能迅速使工件升溫。這個機制在所有電阻率不為無窮大的導體中均存在。

1.2感應環流,工件相當于一個短路的1匝線圈,與感應線圈構成一個空心變壓器,由于電流比等于匝比的反比,工件上的電流是感應線圈中電流的N(匝數)倍,強大的感應短路電流使工件迅速升溫。這個機制在任何導體中均存在,恒定磁通密度情況下,工件與磁場矢量正交的面積越大,工件上感生的電流越大,效率越高。由此可看出,大磁通切割面積的工件比小面積的工件更容易獲得高溫。

1.3磁疇摩擦(在鐵磁體內存在著無數個線度約為10-4m的原本已經磁化了的小區域,這些小區域叫磁疇),鐵磁性物質的磁疇,在交變磁場的磁化與逆磁環作用下,劇烈摩擦,產生高溫。這個機制在鐵磁性物質中占主導。

由此可看出,不同材料的工件,因為加熱的機制不同,造成的加熱效果也不一樣。其中鐵磁物質三中機制都占,加熱效果好。鐵磁質加熱到居里點以上時,轉為順磁性,磁疇機制減退甚至消失。這時只能靠剩余兩個機制繼續加熱。

當工件越過居里點后,磁感應現 象減弱,線圈等效阻抗大幅下降,致使諧振回路電流增大。越過居里點后,線圈電感量也跟著下降。LC回路的固有諧振頻率會發生變化。致使固定激勵方式的加熱器失諧而造成設備損壞或效率大減。

二、為什么要采用諧振?應采用何種諧振?

2.1先回答個問題。我曾經以為只要往感應加熱線圈中通入足夠強的電流,就成一臺感應加熱設備了。也對此做了一個實驗。

實驗中確實有加熱效果,但是遠遠沒有達到電源的輸出功率應有的效果。這是為什么呢,我們來分析一下,顯然,對于固定的工件,加熱效果與逆變器實際輸出功率成正比。對于感應線圈,基本呈現純感性,也就是其間的電流變化永遠落后于兩端電壓的變化,也就是說電壓達到峰值的時候,電流還未達到峰值,功率因數很低。我們知道,功率等于電壓波形與電流波形的重疊面積,而在電感中,電流與電壓波形是錯開一個角度的,這時的重疊面積很小,即便其中通過了巨大的電流,也是做無用功。這是如果單純的計算P=UI,得到的只是無功功率。而對于電容,正好相反,其間的電流永遠超前于電壓變化。如果將電容與電感構成串聯或并聯諧振,一個超前,一個滯后,諧振時正好抵消掉。因此電容在這里也叫功率補償電容。這時從激勵源來看,相當于向一個純阻性負載供電-好文章-,電流波形與電壓波形完全重合,輸出大的有功功率。這就是為什么要采取串(并)補償電容構成諧振的主要原因。

2.2第二個問題,LC諧振有串聯諧振和并聯諧振,該采用什么結構呢。

說得直白一點,并聯諧振回路,諧振電壓等于激勵源電壓,而槽路(TANK)中的電流等于激勵電流的Q倍。串聯諧振回路的槽路電流等于激勵源電流,而L,C兩端的電壓等于激勵源電壓的Q倍,各有千秋。

從電路結構來看:

對于恒壓源激勵(半橋,全橋),應該采用串聯諧振回路,因為供電電壓恒定,電流越大,輸出功率也就越大,對于串聯諧振電路,在諧振點時整個回路阻抗小,諧振電流也達到大值,輸出大功率。串聯諧振時,空載的回路Q值高,L,C兩端電壓較高,槽路電流白白浪費在回路電阻上,發熱巨大。

對于恒流源激勵(如單管電路),應采用并聯諧振,自由諧振時LC端電壓很高,因此能獲得很大功率。并聯諧振有個很重要的優點,就是空載時回路電流小,發熱功率也很小。值得一提的是,從實驗效果來看,同樣的諧振電容和加熱線圈,同樣的驅動功率,并聯諧振適合加熱體積較大的工件,串聯諧振適合加熱體積小的工件。

三、 制作過程

明白了以上原理后,可以著手打造我們的感應加熱設備了。我們制作的這個設備主要由調壓整流電源、鎖相環、死區時間發生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱系統幾大部分組成。

我們再來對構成系統的原理圖進行一些分析,如下:

槽路部分:

C1、C2、C3、L1以及T1的次(左側)共同構成了一個串聯諧振回路,因為變壓器次存在漏感,回路的走線也存在分布電感,所以實際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率略低。圖中L1實際上為1uH,我將漏感分布電感等加在里面所以為1.3uH,參數諧振頻率為56.5KHz。

從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入,通過隔直電容C4及單刀雙擲開關S1后進入T1的初,然后流經1:100電流

互感器后從J2-2回流進逆變橋。在這里,C4單純作為隔直電容,不參與諧振 ,因此應選擇容量足夠大的無感無性電容,這里選用CDE無感吸收電容1.7uF 400V五只并聯以降低發熱。

S1的作用為阻抗變換比切換,當開關打到上面觸點時,變壓器的匝比為 35:0.75,折合阻抗變比為2178:1;當開關打到下面觸點時,變壓器匝比為24:0.75,折合阻抗變比為1024:1。為何要設置這個阻抗變比切換,主要基于以下原因。(1)鐵磁性工件的尺寸決定了整個串聯諧振回路的等效電阻,尺寸越大,等效電阻越大。(2)回路空載和帶載時等效電阻差別巨大,如果空載時變比過低,將造成逆變橋瞬間燒毀。

T2是T1初工作電流的取樣互感器,因為匝比為1:100,且負載電阻為100Ω,所以當電阻上電壓為1V時對應T1初電流為1A。該互感器應有足夠小的漏感且易于制作,宜采用鐵氧體磁罐制作,如無磁罐也可用磁環代替。在調試電路時,可通過示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態,頻率,電流等參數,亦可作為過流保護的取樣點。

J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號,當電路諧振時,電容電壓與T1次電壓存在90°相位差,將這個信號送入后續的PLL鎖相環,就可以自動調節時激勵頻率始終等于諧振頻率。且相位恒定。

L1,T1 線圈均采用紫銅管制作,工作中,線圈發熱嚴重,必須加入水冷措施以保證長時間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和,T1采用兩個 EE85磁芯疊合使用,在繞制線圈時需先用木板做一個比磁芯舌截面稍微大點的模子,在上面繞制好后脫模。

PLL鎖相環部分:

PLL是整個電路的核心,請自行查閱書籍或網絡。 以U1五端單片開關電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩壓開關電路為整個PLL板提供穩定的,功率強勁的電源。提供15V2A的穩定電壓。因為采用15V的VDD電源,芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件,74系列的不能在此電壓下工作。

CD4046 鎖相環芯片的內部VCO振蕩信號從4腳輸出,一方面送到U2為核心的死區時間發生器,用以驅動后電路。另一方面回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3 腳。片內VCO的頻率范圍由R16、R16、W1、C13的值共同決定,如圖參數時,隨著VCO控制電壓0-15V變化,振蕩頻率在20KHz- 80KHz之間變化。

從諧振槽路Vcap接口J1送進來的電壓信號從J4接口輸入PLL板,經過R14,D2,D3構成的鉗位電路后,送入 CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這里要注意的是,Vcap電壓的相位要倒相輸入,才能形成負反饋。D2,D3宜采用低結電容的檢波管或開關管如 1N4148、1N60之類。

C7、C12為CD4046的電源退耦,旁路掉電源中的高頻分量,使其穩定工作。

現在說說工作流程,我們選用的是CD4046內的鑒相器1(XOR異或門)。對于鑒相器1,當兩個輸人端信號Ui、Uo的電平狀態相異時(即一個高電平,一個為低電平),輸出端信號UΨ為高電平;反之,Ui、Uo電平狀態相同時(即兩個均為高,或均為低電平),UΨ輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°范圍內變化時,UΨ的脈沖寬度m亦隨之改變,即占空比亦在改變。從比較器Ⅰ的輸入和輸出信號的波形可知,其輸出信號的頻率等于輸入信號頻率的兩倍,并且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知,fout不一定是對稱波形。對相位比較器Ⅰ,它要求Ui、Uo的占空比均為50%(即方波),這樣才能使鎖定范圍為大。

當14腳與3腳之間的相位差發生變化時,2腳輸出的脈寬也跟著變化,2腳的PWM信號經過U4為核心的有源低通濾波器后得到一個較為平滑的直流電平,將這個直流電平作為VCO的控制電壓,就能形成負反饋,將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率,固定相位差。

關于死區發生器,本電路中,以U2 CD4001四2輸入端與非門和外圍R8,R8,C10,C11共同組成,利用了RC充放電的延遲時間,將實時信號與延遲后的信號做與運算,得到一個合適的死區。死區時間大小由R8,R8,C10,C11共同決定。如圖參數,為1.6uS左右。在實際設計安裝的時候,C10或C11應使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調電容并聯,以方便調整兩組驅動波形的死區對稱性。

關于輸出,從死區時間發生器輸出的電平信號,僅有微弱的驅動能力,我們必須將其輸出功率放大到一定程度才能有效地推動后續的GDT(門驅動變壓器)部分,Q1-Q8構成了雙性射跟隨器,俗稱圖騰柱,將較高的輸入阻抗變換為低的輸出阻抗,適合驅動功率負載。 R10.R11為上拉電阻,增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會問設計兩圖騰是否多余,我開始也這么認為,試驗時單用一 TIP41,TIP42為圖騰輸出,測試后發現高電平平頂斜降帶載后比較嚴重,分析為此型號晶體管的hFE過低引起,增加前8050/8550推動后,平頂斜降消失。

GDT門驅動電路:

MOSFET的門驅動電路,采用GDT驅動的好處就是即便驅動出問題,也不可能出現共態導通激勵電平。

留適當的死區時間,這個電路死區大到1.6uS。而且MOSFET開關迅速,沒有IGBT的拖尾,很難炸管。而且MOS的米勒效應小很多。

電路處于ZVS狀態,管子2KW下工作基本不發熱,熱擊穿不復存在。

從PLL板輸出的兩路倒相驅動信號,從GDT板的J1,J4接口輸入,經過C1-C4隔直后送入脈沖隔離變壓器T1-T4。R5,R6的存在,降低了隔直電容與變壓器初的振蕩Q值,起到減少過沖和振鈴的作用。從脈沖變壓器輸出的±15V的浮地脈沖,通過R1-R4限流緩沖(延長對Cgs的充電時間,減緩開通斜率)后,齊納二管ZD1-ZD8對脈沖進行雙向鉗位,后經由J2,J3,J5,J6端子輸出到四個MOS管的GS。這里因為關斷期間為 -15V電壓,即便有少量的電平抖動也不會使MOS管異常開通,造成共態導通。注意,J2,J3用以驅動一個對角的MOS管,J5,J6用于驅動另一個對角的mos管。 為了有效利用之前PLL板輸出的功率以及減小驅動板高度,這里采用4只脈沖變壓器分別對4支管子進行驅動。脈沖變壓器T1- T4均采用EE19磁芯,不開氣隙,初次均用0.33mm漆包線繞制30T,為提高繞組間耐壓起見,并未 采用雙線并繞。而是先繞初,用耐高溫膠帶3 層緣后再繞次,采用密繞方式,注意圖中+,-號表示的同名端。C1-C4均采用CBB無性電容。其余按電路參數。

電源部分:

市電電壓經過自耦調壓器后從J2輸入,經過B1全波整流后送入C1-C4進行濾波。為了在MOS橋開關期間,保持母線電壓恒定(恒壓源),故沒有加入濾波電感。C1,C2為MKP電容,主要作用為全橋鉗位過程期間的逆向突波吸收。整流濾波后的脈動直流從 J1輸出。

全橋部分:

MOSFET橋電路結構比較簡單,不再贅述。強調一下,各個MOS管的GS到GDT板之間的引線,盡可能一樣長,但應小于250px。必須采用雙絞線。MOS管的選取應遵循以下要求:開關時間小于100nS、耐壓高于500V、內部自帶阻尼二管、電流大于 20A、耗散功率大于150W。

四、散熱系統

槽路部分的阻抗變換變壓器次以及感應線圈部分,在滿功率輸出時,流經的電流達到500A之巨,如果沒有強有力的冷卻措施,將在短時間內過熱燒毀。

該系統宜采用水冷措施,利用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵,一是能自吸,二是壓力高。電路采用的是國產普蘭迪隔膜泵,輸出壓力達到0.6MPa,輕松在3mm內徑的銅管中實現大流量水冷。

五、組裝

組裝注意GDT部分,輸出端口的1腳接G,2腳接S,雙絞線長度小于250px。

六、調試

該電路的調試比較簡單,主要分以下幾個步驟進行。

1. PLL板整體功能檢測。電路組裝好后,先斷開高壓電源,將PLL板JP1跳線的2,3腳短路,使VCO輸出固定頻率的方波。然后用示波器分別檢測四個MOS管的GS電壓,看是否滿足相位和幅度要求。對角的波形同相,同一臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無問題,進行下一步。如果波形相位異常,檢測雙絞線連接是否有誤。

2.死區時間對稱性調整。用示波器監測同一臂的兩個MOS的GS電壓,調節PLL板C10或C11并聯的可調電容,使兩個MOS的GS電壓的高電平寬度基本一致即可。死區時間差異過大的話,容易造成在振蕩的前幾個周期內,就造成磁芯的累計偏磁而發生飽和炸管,隔直電容能減輕這一情況。

3. VCO 中心頻率調整。PLL環路中,VCO的中心頻率在諧振頻率附近時,能獲得大的跟蹤捕捉范圍,因此有必要進行一個調整。槽路部分S1切換到上方觸點,PLL板JP1跳線的2,3腳短路,使VCO控制電壓處于0.5VCC,W2置于中點。通過自耦調壓器將高壓輸入調節在30VAC。用萬用表交流電流檔監測高壓輸入電流,同時用示波器監測槽路部分J3接口電壓,緩慢調節PLL板的W1,使J3電壓為標準正弦波。此時,電流表的示數也為大值。這時諧振頻率與VCO中心頻率基本相等。電流波形標準正弦波,與驅動波形滯后200nS左右。


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